技术领域
本发明属于电荷泵技术领域。
背景技术
在电容源的应用中，控制电路的供电电源要求较高，而电容源工作于高压输入情况时，要从输入电源 获得一个控制电源，利用现有的电荷泵模式结构会很复杂，这对一个辅助电源来说很不经济。在小功率电 容源的应用场合，要从高压输入直接获得应用的电源输出，利用升压的可逆应用或利用降压矩阵结构都会 很复杂。比如要从220V AC市电输入直接获得5V DC的输出，市电经整流滤波后一般会到280V，电压倍 数为280/5＝56倍，利用现有电容的换能模式，这个成本和效率都不易实现应用。
发明内容
本发明为解决上述应用，提出了一种利用电容容量差工作的电荷泵，如图1。电路是由5个开关和 4个电容构成的电荷泵，电阻RL是一个纯电阻或负载的等效电阻，CL是负载的滤波电容。在S1、S4闭合 S2、S3、S5断开时，输入电源Ui给电容C1、C2、C3串联充电，C2、C3是串联关系；S2、S3、S5闭合S1、 S4断开时，输入电源Ui通过CL给C1、C2、C3充电，C2、C3是并联关系，同时CL也得到电压Uo。在C2、 C3串联到并联关系的转换中，U2+U3会有一个电压差，这个电压差就是因为容量变化产生的压差。
工作原理：为叙述方便，忽略开关压降，并设电容C2、C3的容量相等(C2、C3不相等时，串联转换为 并联后有一个电荷转移的过程，且并联电压为转移结束后的电压)。
上电时，S1、S4先闭合S2、S3、S5断开，电容C1、C2、C3形成了一个串联充电回路，路径为：Ui正 极(+)、S1、C1、C2、S4、C3回到Ui负极(-)，它们通过容量分压关系充得各自的分压值。串联后的总容 量
由此可以计算出串联充电回路每个电容充得的电压值，C1分得电压 
C2分得电压
C3分得电压
接着是S2、S3、S5闭合S1、S4 断开，由于S4断开S3、S5闭合，电容C2、C3构成了一个并联回路，这个并联回路与C1是串联关系，由 于S1断开S2闭合，将负载回路的电容CL接入了串联充电回路，此时的整个充电路径为：Ui正极(+)、S2、 CL、C1、C2//C3(C2并C3)、Ui负极(-)，此时C2并联C3与之前的C2串联C3产生了一个压差。因C2与 C3的容量相等，所以这个压差变为之前的一半，设为UH，则UH＝U2＝U3。由于负载电阻RL的存在，CL并 不能与C1、C2、C3形成容量分压关系，而是电阻RL上的压降Uo。设电容C2、C3串联时Ui口电压为Uc， 电容C2、C3并联时Ui口电压为UB，则根据基尔霍夫回路电压关系可得，
在C2、C3串联时Uc＝Ui＝U1+U2+U3
在C2、C3并联时UB＝Ui＝Uo+U1+UH
由于Ui、U1没有变，则U2+U3＝Uo+UH
因UH＝U2＝U3，所以Uo＝UH＝U2＝U3
即负载电压Uo等于电容C2与C3由串联关系转换到并联关系的电压差，这个电压差是由于容量关系变 化造成的。在C2、C3并联充电时，CL由于RL的存在其容量不参与回路分压计算。C1、C2、C3等效电容 总容量
则各电容分得的电压分别为：C1的电压
C2的电压 
C3的电压
因C2、C3是并联的，在并联开始的一刻它们的电压 已经相等，即U2＝U3。并联后C1的电压U1升高了，C2、C3并联电压UH降低了。当S1、S4再次闭合同时 S2、S3、S5再次断开时，由于C2、C3变为串联关系，则电容C1、C2、C3的电压又要重新由容量关系分配， 方向是C1的电压会降低，C2、C3的电压会升高。
由并联的容量分压关系以及C2＝C3，可以得到C2、C3由并联转换为串联后，串联回路的初始电压值设 为Ub，则
整理后得 Uc＝Ui。
由上分析可知，在电容C2、C3由并联充电刚转换为串联充电时，串联回路的初始电压值比串联的最 终回路电压值，多了一个由于容量变化产生的因子
它是一个大于1的值，即C2、C3由并 联转换为串联时，Ui口的初始电容电压高于输入电源Ui的电压。这使得电容串联后会向电源Ui放电，直 到达到由容量关系决定的最终串联分压电压值才会平衡。当电容C2、C3再次转换为并联充电时，就会重 复上述过程：输入电源Ui给电容C1、C2//C3串联充电，且充电路径经过负载电阻RL；输入电源Ui给电 容C1、C2、C3串联充电，且充电路径不经过负载电阻RL。这样在负载上就会有可持续的一定的电压、 电流产生。当充电电流不经过负载电阻RL时，负载电阻由滤波电容CL提供电流。电容C1由于在C2、 C3并联时的电压比C2、C3串联时电压高，也会在C2、C3由并联转换为串联时向电源放电，使其形成了 可持续的充放电电流。
附图说明
图1：容差电荷泵原理图
图2：由容差电荷泵构成的高压差恒压电容源
具体实施方式
图2是由容差电荷泵构成的高压差电容源原理图。它由三个部分组成：调宽振荡器、反相器、容差电 荷泵。下面详细叙述它们的工作过程。
调宽振荡器。调宽振荡器由Q7、Q8、Q9、Q10、R、R4、R5构成的晶体管电桥和C、Q6、R3、D6构成 的充放电回路组成。在晶体管电桥中，Q7、Q8构成的正反馈接于Ui+，Q9、Q10构成的正反馈接于Ui-， 同时Q7、Q9的发射结是逆着电流方向并联在一起的：当A点电压高于B点电压一个PN结电压时Q9导通， Q9的导通使Q9、O10以正反馈进入饱和，同时Q7得到Q9的结电压负向截止，Q7、Q8以正反馈进入截止； 当B点高于A点一个PN结电压时Q7导通，Q7的导通使Q7、Q8以正反馈进入饱和，同时Q9得到Q7的结 电压负向截止，Q9、Q10以正反馈进入截止。在两个正反馈结构翻转的过程中，因为Q7、Q9中只会有一只 导通或均截止，所以Q8、Q10是不会同时导通的，只能有一只导通或均截止。R4、R5是等值的触发电流电 阻，当Q8、O10均不导通时，B点的电压由R4、R5的分压值决定。上电时电容C的充电电流路径为：R3、 Q6、R、C、A点、B点、R5，流经A、B点的电流触发了Q9，Q9使Q10导通形成正反馈，当Q9、Q10饱和 时，R5即被Q10短路，此时的驱动输出B点由Q10接于Ui-驱动。当充电电流不能维持Q9、Q10的正反馈 时，Q9、O10以正反馈方式截止，B点电压由R4、R5重新分压到Ui的中点电压，由于电容C已经被充电， 电容C开始放电：C+、R、D6、R4、B点、A点、C-，此时的A点电压低于B点电压，流经B、A点的电流 触发了Q7，Q7使Q8导通形成正反馈，当Q7、Q8饱和时，R4即被Q8短路，此时的驱动输出B点由Q8接 于Ui+驱动。当放电电流不能维持Q7、Q8饱和时，Q7、Q8截止，B点又回到由R4、R5决定的中点电压， 电容又开始充电，然后重复上述过程完成振荡。由上可见，振荡电容C充电时电阻由R3、Q6的内阻、R决 定，Q6的内阻和R3是可变部分：当输入电压Ui升高时Q6内阻减小，当输出电压Uo升高时，光耦的输出 内阻减小使R3减小同时Q6内阻减小。它们均使电容C的充电时间变短，Q10输出的Ui-电平时间变短。
反相器。反相器也是一个晶体管电桥，由Q11、Q12、Q13、Q14、R7、R8、R6构成，R6是输入电阻， R7、R8是等值触发电流电阻。当B点为Ui-时，R7触发Q11、Q12饱和，D点输出Ui+；当B点为Ui+时， R8触发Q13、Q14饱和，D点输出Ui-。
容差电荷泵。容差电荷泵的泵电容是C1、C2、C3、CL，其中C2、C3完成串并联转换功能，CL提供负 载没有充电时的电压电流。开关功能由Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、D1、D4完成，其中D1、D4分别为Q1、Q4 提供双向电流功能，以完成电容的充电或放电。D2是配合Q2完成隔离输出的第一级隔离，Q15、Q16、D7、 D8是第二级隔离，其中D7、D8在电容CL充电时分别为Q15、Q16提供一个发射结负压，使其可靠截止减 小漏电流。RL为CL提供一个电阻通路，使CL在充电时不会与C1、C2、C3形成容量的分压关系。
工作过程。
当B点为Ui-、D点为Ui+时：B点通过R13使Q2导通；D点通过R9和R10、D5分别使Q1、Q4截止， 同时R10、D5使Q3导通，D点还通过R12使Q5导通。Q1、Q4截止Q2、Q3、Q5导通对负载电容CL充电， 充电路径：Ui+、Q2、D7、CL、D8、D2、C1、C2//C3、Ui-。D7的正向压降使Q15负压截止，D8的正向压 降使Q16负压截止。负载电流由C4提供，电容CL充电。
当B点为Ui+、D点为Ui-时：B点通过R13使Q2截止，R14是加速Q2截止的电阻；D点通过R9和R11、 D3分别使Q1、Q4导通，同时R11、D3使Q3截止，D点还通过R12使Q5截止。Q1、Q4导通Q2、Q3、Q5截 止电容C1、C2、C3串联放电，放电回路如图2中的“放电回路”所示的短虚线路径。这个放电回路是双 向的：Q1、D4是Ui向电容C1、C2、C3串联充电时的路径；D1、Q4是电容C1、C2、C3串联向Ui放电时 的路径。设置为双向是因为电容的电荷存储作用：有利于电容C1、C2、C3在充电时既可以充电又可以放 电，快速实现电容由容量分压关系决定的电压值，同时可以避免单体电容越充越高或越放越低。在C1、C2、 C3串联放电期间，电容CL因为存储的电荷通过Q15的射极-基极、RL、Q16的射极-基极形成了放电电流， 从而使Q15、Q16导通对C4充电，同时提供负载电流。
